Научная электронная библиотека

Монографии, изданные в издательстве Российской Академии Естествознания

Архитектура и схемотехника управляемых усилителей и смесителей сигналов

Прокопенко Н Н, Будяков П С,

Глава 6. МЕТОДЫ ПОСТРОЕНИЯ АНАЛОГОВЫХ ПЕРЕМНОЖИТЕЛЕЙ НАПРЯЖЕНИЯ С RC-СВЯЗЬЮ

Последние несколько лет источники питания с напряжением 5 В вытесняются более низковольтными. Требования к уменьшению рассеиваемой мощности и уменьшению числа батарей в таких приложениях, как беспроводные устройства связи и персональные компьютеры, привели к снижению напряжения питания до уровня 1,5 В. Эта тенденция реализована в современных SiGe транзисторах, которые сконструированы так, чтобы обеспечить максимальную частоту среза (f1) в компромиссе с напряжением пробоя (U_пр). Для кремниевых транзисторов существует следующее фундаментальное ограничение: f₁U_пр ≈ const, т.е. малые размеры транзисторов, обеспечивающие высокие значения f1 (до 200 ГГц), привели к снижению напряжения питания микросхем до 1,0...1,5 В.

Уменьшение напряжения питания (Еп) в биполярных схемах приводит к появлению новых проблем и некоторые из них становятся трудноразрешимыми при напряжении питания менее 2 В. Принципиальная сложность уменьшения напряжения Еп состоит в том, что биполярный транзистор имеет фиксированное напряжение база-эмиттер Uбэ, которое не уменьшается линейно с уменьшением технологических норм, так как

(6.1)

где φт = kT/q; Iк – ток коллектора, и Is – обратный ток эмиттерного p-nперехода. При этом параметры транзистора и уровни тока оказывают слабое влияние на напряжение Uбэ. На практике плотность тока в биполярном транзисторе (Iк/Is), изменяя свое значение, также слабо влияет на напряжение Uбэ. Если в используемой технологии Uбэ = 0,7...0,8 В, то использование 1,5 В источника питания приводит к тому, что между «землей» и шиной Еп не может быть включено больше, чем один p-nпереход.

Учитывая вышесказанное, а также численные значения напряжения Uбэ ≈ 700...800 мВ, можно сделать вывод о том, что при напряжении питания 1,5 В запрещается использовать многоярусные дифференциальные пары или каскодные конфигурации (архитектуры).

Таким образом, отсутствие возможности масштабирования напряжения на переходе база-эмиттер обостряет проблему дальнейшего масштабирования напряжения питания интегральных схем на биполярных транзисторах.

Существенный недостаток классических известных АПН (см., например, рис. 6.1) состоит в том, что для их реализации необходимы два управляемых напряжениями ux и транзисторных управляемых источников токов I1 и I2, которые (при их традиционном построении) «съедают» 1,4-1,5 В напряжения питания . Как следствие, известный АПН не может работать при низковольтном питании ±(1-1,5 В).  

Рис. 6.1. Пример схемы АПН

Недостаток подобных перемножителей напряжений (см. рис. 6.1) состоит также в том, что они характеризуются многоканальной передачей перемножаемого сигнала ux к выходу «Вых.1» АПН. Многоканальный характер передачи напряжения ux создает проблему обеспечения широкополосности и быстродействия АПН. Это обусловлено разной инерционностью каналов передачи ux, а также фазовыми характеристиками каналов. Например, прямая паразитная неинвентирующая передача сигнала от источника к выходу «Вых.1» через емкость коллектор-база СкVT3 транзистора VT3 увеличивается с повышением частоты.
С другой стороны, неинвертирующая передача сигнала ux к выходу «Вых.1» через транзисторы VT3 и VT4 уменьшается с повышением частоты, так как этот канал шунтируется паразитной емкостью на подложку С1 транзисторов, образующих управляемый двухполюсник I2.

Следует заметить, что фазы выходных сигналов по паразитным каналам не совпадают, что создает проблему их согласования, а также ухудшает погрешность перемножения на высоких частотах.

Часть обозначенных выше проблем может быть решена за счет применения RС-связи в АПН. Ниже рассматриваются архитектуры таких устройств [43].