Научная электронная библиотека

Монографии, изданные в издательстве Российской Академии Естествознания

Архитектура и схемотехника управляемых усилителей и смесителей сигналов

Прокопенко Н Н, Будяков П С,

1.3. Аналоговый перемножитель с противофазным управлением по каналу «Y»

Как было показано ранее, аналоговый перемножитель напряжений (АПН) современных систем связи и телекоммуникаций реализуется, в основном, на базе перемножающей ячейки Гильберта (рис. 1.20).

Рис. 1.20. Классический АПН на базе ячейки Гильберта

На ее основе реализуются не только перемножители напряжений, но и управляемые усилители и смесители сигналов ВЧ и СВЧ диапазонов, удвоители частоты. В этом смысле АПН рис. 1.20 является базовым функциональным узлом современной микроэлектроники, определяющим качественные показатели многих систем связи.

Существенный недостаток классического перемножителя напряжений рис. 1.20 состоит в том, что он не работоспособен при малых напряжениях питания (например, ±1 В). Это связано с его «двухъярусной» архитектурой.

На рис. 1.21 приведена схема предлагаемого АПН [11]. Решаемая им задача – снижение напряжения питания до ±0,9...1 В, расширение частотного диапазона за счет исключения из структуры АПН управляемых источников тока канала «Y», которые, как правило, реализуются в типовых схемах на четырех транзисторах. Такое количество инерционных активных элементов сказывается на частотном диапазоне АПН.

В схеме рис. 1.21 осуществляется «привязка» источников входного напряжения ux и uy к общей шине источника питания. Это существенно упрощает согласование АПН по входам с источниками сигналов ux и uy, которые могут подаваться относительно общей шины без дополнительных цепей смещения статического режима, влияющих на стабильность нулевого уровня АПН.

Рис. 1.21. Предлагаемый АПН с противофазным управлением по каналу «Y», реализованный на базе ДУ с асимметрией площадей эмиттерных переходов входных транзисторов

Статический режим по току входных транзисторов VT1, VT2, VT3, VT4 (верхний канал усиления) и VT5, VT6, VT7, VT8 (нижний канал усиления) устанавливается токостабилизирующими резисторами R1, R2, R3 и R4. В схемах АПН, имеющих напряжения источников питания более 1,5...1,6 В.

Напряжение на выходах Вых.1 и Вых.2 зависят от токов, протекающих в резисторах нагрузки Rн1 и Rн2. В свою очередь переменные токи через эти резисторы формируются входными транзисторами VT1, VT2, VT3, VT4 (верхний канал усиления) и входными транзисторами VT5, VT6, VT7, VT8 (нижний канал усиления). Причем эти токи имеют несколько составляющих:

–  – переменные токи, пропорциональные ux, формируемые верхним каналом усиления на входных транзисторах VT1, VT2, VT3, VT4;

–  – переменные токи, пропорциональные ux, формируемые нижним каналом усиления на входных транзисторах VT5, VT6, VT7, VT8;

–  – переменные токи, зависящие от сигнала управления uy транзисторами верхнего канала усиления VT1, VT2, VT3, VT4;

–  – переменные токи, зависящие от сигнала управления транзисторами нижнего канала усиления VT5, VT6, VT7, VT8.

Численные значения токов определяются сопротивлениями эмиттерных переходов соответствующих транзисторов, которые управляются напряжениями uy и . При этом увеличение положительного напряжения источника входного напряжения канала «Y» uy вызывает уменьшение коэффициентов передачи сигналов ux и  со входов Вх.x1 и Вх.x2 канала «X» через входные транзисторы VT1, VT2, VT3, VT4 (верхний канал усиления) в цепь нагрузки, а увеличение отрицательного напряжения источника сигнала приводит к увеличению противофазной передачи ux и  через транзисторы VT5, VT6, VT7, VT8 в цепь нагрузки по нижнему каналу усиления. Если , то передача ux и на выход будет близка к нулю.

Для расширения рабочего диапазона изменения ux и uy следует использовать предварительное логарифмирование этих сигналов, которое применяется в традиционных схемах перемножителей на основе ячейки Гильберта.

Первая существенная особенность предлагаемого АПН состоит в том, что площади эмиттерных переходов входных транзисторов VT2, VT3, VT6 и VT7 в N-раз превышают площади эмиттерных переходов входных транзисторов VT1, VT4, VT5, VT8. При N = 16 и uy = 0 коэффициенты передачи ux и ue в цепь нагрузки через транзисторы VT1, VT2, VT3, VT4 (верхний канал) и транзисторы VT5, VT6, VT7, VT8 (нижний канал) одинаковы и составляют, примерно, половину от максимального значения коэффициентов передачи по этим каналам.

Если N ≠ 16, то коэффициенты передачи этих каналов при uy = 0 оказываются неодинаковы, что приводит к нессиметрии характеристики управления (рис. 1.25) и снижению допустимых амплитуд перемножаемых напряжений.

При N = 1, так же как и при N >> 1 схема теряет свойства перемножителя напряжений ux и uy. Таким образом, следует подчеркнуть, что оптимальная работоспособность схемы обеспечивается только в случае, когда N ≈ 16.

Вторая существенная особенность схемы, обязательная для любых перемножителей, состоит в том, что передача напряжений источников uy и  в цепь нагрузки близка к нулю. То есть, сигнал uy подавляется в предлагаемом АПН, причем это подавление обеспечивается в верхнем канале независимо от подавления в нижнем канале. Данное свойство схемы допускает некоторую ассиметрию амплитуд uy и  без существенного ухудшения точности перемножения.

Действительно, для суммирующих точек Σ1 и, Σ2 а так же Σ3 и Σ4 выполняются условия:

, (1.1)

(1.2)

(1.3)

(1.4)

Следовательно, сигнал управления uy отсутствует в нагрузке, что характерно для перемножителей напряжения.

На рис. 1.22 приведена схема АПН (а) и её статический режим (б) в среде компьютерного моделирования Cadance на моделях интегральных транзисторов IHP, а на рис. 1.23 показана зависимость модуля её коэффициента усиления по напряжению Ku = uвых/ux от уровня напряжения управления uy = Uvar. Такой режим измерения Ku характеризует применение предлагаемого АПН в качестве управляемого усилителя.

На рис. 1.24 приведены результаты компьютерного моделирования схемы для случая перемножения двух напряжений ux и uy. Эти графики показывают, что предлагаемый АПН является четырехквадрантным перемножителем.

На рис. 1.25 показана зависимость выходного напряжения АПН при работе с сигналами ux = 10 мВ, fx = 1 ГГц и uy = 40 мВ, fy = 10 мГц.

Спектр выходных сигналов при перемножении ux и uy с частотой 1 ГГц и 10 мГц приведен на рис. 1.26, который показывает, что в выходном сигнале практически отсутствуют первые гармоники входных сигналов fx и fy. Данное свойство характерно для перемножителей напряжения.

Анализ предельных значений минимального напряжения питания показывает, что при малых амплитудах выходного напряжения в АПН () напряжение . Отрицательное напряжение питания при использовании известных способов стабилизации может принимать значение . Тогда общее напряжение питания АПН , что недостижимо в классическом АПН Гильберта.

а  

б

Рис. 1.22. Схема АПН (а) и её статический режим (б) в среде компьютерного моделирования Cadence

Рис. 1.23. Зависимость модуля коэффициента усиления
по напряжению от уровня напряжения управления

Рис. 1.24. Результаты компьютерного моделирования схемы АПН для случая перемножения двух напряжений ux и uy

Рис. 1.25. Зависимость выходного напряжения АПН при работе с сигналами ux = 10 мВ, fx = 1 ГГц и uy = 40 мВ, fy = 10 мГц

Рис. 1.26. Спектр выходного напряжения АПН

Таким образом, предлагаемый АПН выполняет функции перемножителя сигналов, может работать при малых напряжениях питания, обеспечивает более широкий диапазон рабочих частот и не требует входных цепей, согласующих статический режим и отрицательно влияющих на стабильность нуля АПН.