Научная электронная библиотека

Монографии, изданные в издательстве Российской Академии Естествознания

Архитектура и схемотехника управляемых усилителей и смесителей сигналов

Прокопенко Н Н, Будяков П С,

1.4. Аналоговый перемножитель с однофазным управлением по каналу «Y»

На рис. 1.27 представлена схема предлагаемого АПН с однофазным управлением по каналу «Y» [12]. Решаемая им задача – снижение напряжения питания до ±0,9...1 В, расширение частотного диапазона за счет исключения из структуры АПН управляемых источников тока канала «Y», создание условий, при которых для канала «Y» не требуется два противофазных напряжения uy и , а также согласование АПН по входам с подсхемами источников сигналов ux и uy, которые могут подаваться относительно общей шины без специальных цепей смещения статического режима, отрицательно влияющих на стабильность нулевого уровня АПН.

В схеме рис. 1.27, площади эмиттерных переходов входных транзисторов VT2, VT3, VT5, VT8 в N-раз превышают площади эмиттерных p-n переходов входных транзисторов VT1, VT4, VT6, VT7. Это позволяет обеспечить управление каналом «Y» от однофазного источника сигнала uy. Причем, отношение площадей эмиттерных переходов N = 16.

Статический режим по току входных транзисторов VT1, VT2, VT3, VT4 (верхний канал усиления) и VT5, VT6, VT7 и VT8 (нижний канал усиления) устанавливается токостабилизирующими резисторами R1, R2, R3 и R4. В схемах АПН, имеющих напряжения первого и второго источников питания более 1,5...1,6 В в качестве токостабилизирующих двухполюсников можно использовать классические транзисторные стабилизаторы тока или токовые зеркала.

Напряжение на выходах Вых.1 и Вых.2 АПН зависят от токов, протекающих в резисторах нагрузки R1 и R2. В свою очередь переменные токи через эти резисторы формируются входными транзисторами VT1, VT2, VT3, VT4 (верхний канал усиления) и входными транзисторами VT5, VT6, VT7 и VT8 (нижний канал усиления). Причем эти токи имеют несколько составляющих:

–  – переменные токи, пропорциональные ux, формируемые верхним каналом усиления на входных транзисторах VT1, VT2, VT3, VT4;

–  – переменные токи, пропорциональные ux, формируемые нижним каналом усиления на входных транзисторах VT5, VT6, VT7 и VT8;

–  – переменные токи, зависящие от сигнала управления uy транзисторами верхнего канала усиления (элементы VT1, VT2, VT3, VT4);

–  – переменные токи, зависящие от сигнала управления;

– uy – транзисторами нижнего канала усиления (элементы VT5, VT6, VT7 и VT8).  

Рис. 1.27. Схема предлагаемого АПН с однофазным управлением
по каналу «Y» [12]

Численные значения токов определяются сопротивлениями эмиттерных переходов соответствующих транзисторов, которые управляются однофазным напряжением uy. При этом увеличение положительного напряжения источника входного напряжения канала «Y» uy вызывает уменьшение коэффициентов передачи сигналов ux и со входов Вх.x1 и Вх.x2 канала «X» через входные транзисторы VT1, VT2, VT3, VT4 (верхний канал усиления) в цепь нагрузки, а с другой стороны увеличение положительного напряжения источника сигнала uy приводит к увеличению противофазной передачи ux и через транзисторы VT5, VT6, VT7 и VT8 в цепь нагрузки по нижнему каналу усиления. Если uy = 0, то суммарная передача ux и на выход будет близка к нулю.

Для расширения рабочего диапазона изменения ux и uy следует использовать предварительное логарифмирование этих сигналов, которое применяется в традиционных схемах перемножителей на основе ячейки Гильберта.

Первая существенная особенность предлагаемого АПН, позволяющая использовать только однофазный сигнал в канале «Y», состоит в том, что площади эмиттерных переходов входных транзисторов VT2, VT3, VT5 и VT8 в N-раз превышают площади эмиттерных переходов входных транзисторов VT1, VT4, VT6, VT7. При N = 16 и uy = 0 коэффициенты передачи ux и  в цепь нагрузки через транзисторы VT1, VT2, VT3, VT4 (верхний канал) и транзисторы VT5, VT6, VT7 и VT8 (нижний канал) одинаковы и составляют, примерно, половину от максимального значения коэффициентов передачи по этим каналам. Если N ≠ 16, то коэффициенты передачи этих каналов при u_y = 0 оказываются неодинаковы, что приводит к нессиметрии характеристики управления и снижению допустимых амплитуд перемножаемых напряжений. При N = 1, так же как и при N >> 1 схема теряет свойства перемножителя напряжений ux и uy. Таким образом, следует подчеркнуть, что оптимальная работоспособность схемы обеспечивается только в случае, когда N ≈ 16.

Вторая существенная особенность рассматриваемой схемы, обязательная для любых перемножителей, состоит в том, что передача напряжения источника канала «Y» uy в цепь нагрузки близка к нулю. То есть, однофазный сигнал uy подавляется в предлагаемом АПН, причем это подавление обеспечивается в верхнем канале (транзисторы VT1, VT2, VT3, VT4) независимо от подавления в нижнем канале (транзисторы VT5, VT6, VT7 и VT8). Данное свойство схемы снижает её погрешность, так как АПН не требует (в отличие от традиционных схем АПН) фазорасщипителей сигнала u_y.

Действительно, для суммирующих точек D и C, а так же B и A выполняются условия:

(1.5)

(1.6)

(1.7)

(1.8)

Следовательно, сигнал управления uy канала «Y» отсутствует в цепи нагрузки, что характерно для перемножителей напряжения.

Для понимания принципа действия предлагаемого АПН следует обратиться к графикам рис. 1.28.

Рис. 1.28а характеризует коэффициент передачи по нижнему и верхнему каналам усиления при одинаковых площадях эмиттерных переходов всех входных транзисторов.

На рис. 1.28б показана зависимость коэффициента усиления верхнего канала передачи ux при отношении площадей эмиттерных p-n переходов транзисторов VT2, VT3 и VT1, VT4 равном .

На рис. 1.28с показана зависимость коэффициента усиления нижнего канала для случая, когда площади эмиттерных p-n переходов транзисторов VT5 и VT8 в Nн = 16-раз превышают площади эмиттерных переходов транзисторов VT6 и VT7 ().

Графики рис. 1.28 показывают, что за счет выбора площадей p-n переходов входных транзисторов (VT2, VT3, VT5, VT8) в N ≈ 16 раз больше, чем площади одиночных входных транзисторов (VT1, VT4, VT6, VT7) зависимость передачи сигнала ux от напряжения uy для верхнего (VT1, VT2, VT3, VT4) и нижнего (VT5, VT6, VT7 и VT8) каналов на выход устройства формируется справа (рабочая точка Qверх) и слева (рабочая точка Qниж) от экстремального значения Ky = Kmax. Поэтому положительные приращения uy вызывают, с одной стороны, увеличение передачи ux нижнего канала и уменьшение передачи ux верхнего канала. В конечном итоге это позволяет сформировать необходимую зависимость Ky = f(uy) при однополярном управлении каналом «Y», который может содержать только один однофазный источник напряжения управления uy.

На рис. 1.29–1.30 приведена схема предлагаемого АПН и её статический режим в среде компьютерного моделирования Cadance на моделях интегральных транзисторов IHP, а на рис. 1.31 показана зависимость модуля её коэффициента усиления по напряжению
Ku = uвых/ux от уровня напряжения управления uy = Uvar. Такой режим измерения Ku характеризует применение предлагаемого АПН в качестве управляемого усилителя.

На рис. 1.32 приведены результаты компьютерного моделирования схемы рис. 1.29 для случая перемножения двух напряжений ux и uy. Эти графики показывают, что предлагаемый АПН является четырехквадрантным перемножителем.

Рис. 1.28. Зависимости коэффициентов передачи
от управляющего напряжения uy

Анализ предельных значений минимального напряжения источника питания () показывает, что при малых амплитудах выходного напряжения в АПН (например, ) напряжение Отрицательное напряжение питания (при использовании известных способов его стабилизации) может принимать значение . Следовательно, общее напряжение питания АПН , что недостижимо в известном АПН Гильберта.

Рис. 1.29. Схема предлагаемого АПН в среде компьютерного моделирования Cadence

Рис. 1.30. Статический режим АПН в среде компьютерного моделирования Cadence

Рис. 1.31. Зависимость модуля коэффициента усиления по напряжению АПН
от уровня напряжения управления

Рис. 1.32. Проходные характеристики АПН

Моделирование спектра выходных сигналов АПН при перемножении ux и uy с частотой 1 ГГц и 10 мГц показывает, что в выходном сигнале практически отсутствуют первые гармоники входных сигналов f_x и f_y. Данное свойство характерно для перемножителей напряжения.

Таким образом, предлагаемый перемножитель сигналов может работать при малых напряжениях питания, обеспечивает более широкий диапазон рабочих частот и не требует противофазного управления по каналу «Y», а так же не имеет входных согласующих статический режим цепей, отрицательно влияющих на стабильность нуля АПН.