Научная электронная библиотека

Монографии, изданные в издательстве Российской Академии Естествознания

Архитектура и схемотехника управляемых усилителей и смесителей сигналов

Прокопенко Н Н, Будяков П С,

1.8. Аналоговые перемножающие ячейки на базе модифицированной схемы Гильберта

Существенным недостатком хорошо известных перемножителей напряжений на базе ячейки Гильберта является многоканальная передача перемножаемого сигнала ux со входов канала «Х» к выходному узлу АПН.

Действительно, к выходному узлу входное напряжение может передаваться несколькими путями:

– по основному неинвертирующему каналу;

– по паразитному неинвертирующему каналу;

– по неинвертирующему каналу.  

Рис. 1.69. Схема перемножителя из патентной заявки фирмы Sharp [16]

Многоканальный характер передачи напряжения ux создает проблему обеспечения широкополосности и быстродействия АПН. Это обусловлено разной инерционностью каналов передачи ux, а также фазовыми характеристиками каналов. Если фазы сигналов по первому и второму входному каналам узла АПН не совпадают, то это создает проблему их согласования, а также ухудшает погрешность перемножения.

Основной целью модернизации известной ячейки Гильберта является расширение полосы пропускания АПН путем повышения симметрии каналов передачи напряжения ux.

В архитектуре АПН на рис. 1.70 [17, 18] предусмотрены новые элементы и связи – база входного транзистора VT2 соединена с базой входного транзистора VT3 и подключена к вспомогательному входу 1 аналогового перемножителя сигналов.  

Рис. 1.70. Предлагаемая архитектура АПН
с расширенной полосой пропускания [17]

В схеме на рис. 1.70 [17] вспомогательный вход Вх.1 аналогового перемножителя напряжений связан в частном случае с общей шиной источников питания. Кроме этого, в схеме на рис. 1.70 коллекторы входных транзисторов VT1 иVT4 подключены к дополнительному источнику напряжения смещения + Ес1, статический потенциал которого приблизительно равен статическому потенциалу на выходе аналогового перемножителя напряжений. Это повышает точность перемножений ux и uy.

Рассмотрим работу схемы АПН на рис. 1.70, в которой для реализации функции перемножения двух напряжений ux и uy, необходимо
с помощью преобразователя обеспечить преобразование uy с крутизной S в два противофазно изменяющихся тока , и управление этими токами величиной коэффициента усиления по напряжению каскадов на транзисторах VT1, VT2 и VT3, VT4. При увеличении суммарного тока эмиттерной цепи транзисторов VT1 и VT2 коэффициент усиления по напряжению увеличивается

(1.16)

а транзисторов VT3 и VT4 уменьшается

(1.17)

В связи с этим, переменное выходное напряжение АПН пропорционально произведению ux и uy:

(1.18)

Следует заметить, что в схеме на рис. 1.70 каналы передачи напряжения ux от источников сигналов идентичны, что расширяет полосу пропускания АПН по выходу 9 особенно при малых величинах uy, ux.

При изменении тока в эмиттерах транзисторов VT1 и VT2 их коллекторные токи изменяются пропорционально uy. Однако, противофазно изменяется и коллекторный ток транзисторов VT3 и VT4, что компенсирует соответствующее приращение тока коллектора транзистора VT2 и стабилизирует статическое напряжение на резисторе R1.

При реализации АПН по схеме на рис. 1.70 дополнительно повышается симметрия схемы. Это объясняется тем, что при напряжении источника смещения Ес1, равном статическому напряжению на выходе 9 АПН (Uвых.с ≈ Ес1), обеспечивается более прецизионное деление тока между транзисторами VT1, VT2 и VT3, VT4. Данный эффект связан с минимизацией эффекта Эрли. В конечном итоге это повышает точность перемножения ux и uy.

Модификации схемы АПН на рис. 1.70, представленные на рис. 1.71 и 1.72 обеспечивают взаимную компенсацию влияния емкостей коллекторных переходов транзисторов VT1, VT4 (CкVT1, CкVT4) и VT2, VT3 на работу схемы, что снижает погрешность перемножения ux и uy в диапазоне высоких частот. Кроме того, в схеме на рис. 1.71 обеспечивается еще более высокая симметрия каналов передачи ux и uy, что при дифференциальном выходе расширяет частотный диапазон АПН.

Рис. 1.71. Модификация АПН рис. 1.70 [17]

Рис. 1.72. Схема АПН для случая, когда сопротивление двухполюсника
нагрузки R1 (рис. 1.71) близко к нулю [17]

Компьютерное моделирование схемы на рис. 1.70 в среде PSpice на моделях интегральных транзисторов ФГУП НПП «Пульсар» (рис. 1.73) позволило получить зависимость модуля коэффициента усиления по напряжению Ku = uвых/ux от уровня тока iy (рис. 1.74). Такой режим измерения Ku характеризует применение заявляемого АПМ в качестве управляемого усилителя. Рис. 1.75 иллюстрирует зависимость модуля коэффициента усиления АПН Ku = f(Iy) в диапазоне средних частот.

Рис. 1.73. Моделирование схемы рис. 4.2 в среде PSpice на моделях интегральных транзисторов ФГУП НПП «Пульсар»

Рис. 1.74. Частотная зависимость модуля коэффициента усиления
по напряжению Ku = uвых/ux

На рис. 1.75 показан график зависимости модуля коэффициента усиления Ku = f(Iy) АПН от частоты.

Рис. 1.75. Частотная зависимость модуля коэффициента усиления АПН Ku = f(Iy)

На рис. 1.76 приведены результаты компьютерного моделирования схемы на рис. 1.70 для случая перемножения двух напряжений Ux и тока Iy, пропорционального Uy. Эти графики показывают, что предлагаемая схема АПН является четырехквадрантным перемножителем. При этом погрешность перемножения g, характеризующаяся графиками на рис. 1.77, может быть достаточно малой (g ≤ 0,2 %).  

Рис. 1.76. Результат перемножения двух напряжений Ux и тока Iy

Рис. 1.77. Зависимость погрешности перемножения g от напряжения Uх

Как следует из графика на рис. 1.77 погрешность g перемножения ux и uy при малых ux (?ux? < 40 мВ) не превышает 0,2 %. Для существенного расширения динамического диапазона перемножаемых сигналов ux и uy следует использовать их предварительное логарифмирование.

Таким образом, предлагаемые схемотехнические решения [17] являются альтернативой широко распространенной перемножающей ячейки Гильберта [19, 20] и характеризуется более высокими качественными параметрами.