Научная электронная библиотека
Монографии, изданные в издательстве Российской Академии Естествознания

2.2 Быстродействующие функционально-интегрированные системы защиты

Мощные элементы при работе в составе усилителей, ключей и т.д. могут находиться под воздействием кратковременной импульсной перегрузки. Этот раздел посвящен построению системы защиты, функционально-интегрирующей в себе элементы токовой импульсной и тепловой импульсной защит обобщенной структурной схемы (см. п.2.1).

Отказы мощных элементов при управлении большими электрическими нагрузками происходят в основном из-за локальной концентрации мощности и неравномерности протекающего тока на кристалле и как следствие необратимого разрушения структуры. Построение системы защиты, реагирующей на кратковременный перегрев мощного элемента, позволит реализовать функционально-интегрированную систему защиты от тепловых и электрических перегрузок.

Ограничение температуры кристалла широко использовалось в мощных интегральных схемах, особенно в стабилизаторах напряжения и мощных усилителях [35-40]. Поскольку локальные температуры мощных элементов непосредственно измерить сложно (за исключением специальных методик на тестовых кристаллах с помощью тепловизоров), то область безопасной работы задавалась исходя из ОБР на постоянном токе. Величина максимального тока определяется условиями теплоотвода при заданном напряжении Uр .

В критическом режиме при незначительном отводе тепла температура корпуса почти равна предельной температуре кристалла, определяемой тепловой защитой. В расчете на такой режим приходится неоправданно ограничивать предельные ток и напряжение МЭ.

При наличии теплоотвода мощный транзистор может быть нагрет значительно больше, чем датчик температуры. При этом температура перехода мощного элемента поднимается по мере уменьшения температуры корпуса до тех пор, пока не наступит ограничение по мощности. Но в этом случае возможен перегрев области мощного элемента. Температура перехода определяется выражением:

, (2.17)

где Тогр - температура теплового ограничения; n - доля теплового подъема, определяемого датчиком тепла; Rт - тепловое сопротивление мощного элемента; Р - максимальная рассеиваемая мощность.

Для кремниевых МС номинальное значение максимальной температуры переходы обычно полагается равной 150°С. Для линейных ИС этот предел не случаен и определяется схемотехническими проблемами, не связанными с надежностью. Например, повышение температуры смещает характеристику Uэб= f (Iэ) в сторону меньших значений, тогда как напряжение насыщения коллектор-эмиттер (Uкэн) увеличивается. Если напряжение Uэб меньше, чем напряжение Uкэн, то многие распространенные подсхемы (токовое зеркало, источник тока на разности напряжений эмиттер-база и т.д.) не работают [41]. В тоже время номинальное значение температуры перехода для биполярных мощных транзисторов ограничивается величиной 200 °С. Но и это не предел, при соответствующем смещении перехода база-эмиттер и нейтрализации тока утечки мощные транзисторы сохраняют работоспособность при температуре близкой к 400 °С.

Таким образом, существующие схемы защиты мощных элементов имеют следующие недостатки, ограничивающие максимальные возможности устройств и понижающие их надежность:

  1. Недоиспользование предельных возможностей при импульсном характере нагрузки и высоком напряжении Uр;
  2. Высокая вероятность выхода из строя при различиях в тепловом сопротивлении и теплоемкости на краях и в центре кристалла. (Это происходит из-за случайных отклонений удельного сопротивления и толщины эпитаксиального слоя; скоплением примесей; плохого качества крепления кристалла, вызывающим увеличение теплового сопротивления; неравномерных диффузионных слоев и т.д.)
  3. Недоиспользование предельных температурных возможностей мощных элементов.

Однако даже точное соблюдение ограничений по рассеиваемой мощности не гарантирует исключения локальных превышений температуры и потери тепловой устойчивости. Определим основные параметры вторичного пробоя (ВП), когда тепловой механизм является определяющим и момент начала ВП соответствует температуре собственной проводимости обедненного коллекторного перехода.

Зависимость температуры коллекторного перехода от времени воздействия имеет вид:

T=Tа+C(t)1/2, (2.18)

где С - параметр, пропорциональный плотности мощности, рассеянной на коллекторном переходе; Та - температура теплоотвода.

Эффективная площадь транзистора при первоначальном сжатии тока определяется выражением:

S = SкI0 / Iк , (2.19)

где I0 – минимальный постоянный ток, при котором возможен ВП; Iк, Sк – ток и полная площадь коллекторного перехода

Рассмотрим модель транзистора (рис.2.5) в виде тонкого однородного ограниченного стержня в котором: плоскость 1 - теплоотвод, плоскость b теплоизолирована. Теплообменом через боковую поверхность пренебрегаем и считаем, что в области объемного заряда коллектора размещен источник тепла равномерной и постоянной мощности. Тогда уравнение теплопроводности примет вид:

dT/dt=a2dT/dx2+A-BT, (2.20)

где α=х/сρ; х - коэффициент теплопроводности; с - удельная теплоемкость; ρ - удельная плотность материала стержня; A=Ua Iк/ ρ cV - скорость повышения температуры коллекторного перехода; - Ua напряжение лавинного пробоя при a=1; BT=xST/lcpV1 - скорость понижения температуры области отвода тепла; V1 V - объемы областей передачи тепла от коллекторного перехода к теплоотводу и объемного заряда коллектора.

.

 

 

Полагая, что при t=0, T(x,0)=T1=0, граничные условия имеют вид:

, 2.21)

где Т1 - температура теплоотвода. Тогда можно записать:

T=A/B[1-exp(-B/t)]. (2.22)

Воспользовавшись известными решениями уравнения теплопроводности [42] для стержня с теплоотводом на конце в первом случае и теплоизолятором в другом случае, запишем функцию распределения температуры в виде:

. (2.23)

Учитывая эффект сжатия тока, получаем время предпробойной задержки:

. (2.24)

Величина максимального тока I0 определяется выражением:

, (2.25)

где Тс - температура области собственной проводимости коллекторного перехода.

Анализ выражения (2.24) показывает, что время предпробойной задержки для каждого мощного элемента определяется протекающим током, температурой окружающей среды, конструкцией. Если длительность импульсной перегрузки ограничить временем, при котором ВП не успеет развиться при любых неблагоприятных условиях, то отказа мощного элемента не произойдет.

Для ограничения длительности импульса нагрузки необходимо измерять температуру мощной группы. Обеспечение необходимой защиты возможно при достаточной тепловой связи между датчиками и мощной группой (МГ). Для определения зависимости качества считывания воспользуемся моделью эксперимента (рис.2.6) [39].

График на рис.2.7.а показывает, что подъем температуры в первом датчике, расположенном на краю МГ составляет чуть больше 50% от подъема внутри группы. Для более отдаленных датчиков погрешность в считывании температуры еще более велика. Оценку тепловых переходных характеристик можно сделать, используя рис.2.7.б. Очевидно, что даже датчик, расположенный первым, имеет задержку около 3 мС. Остальные датчики имеют еще более существенные задержки в считывании.

Таким образом, для повышения точности считывания температуры и уменьшения задержки датчик должен быть размещен внутри МГ. К тому же для предотвращения образования локального разогрева отдельных частей МГ необходимо располагать датчики возле каждого элемента МГ.

Рассмотрим структурную схему устройства защиты мощного элемента от перегрева его активных областей (рис.2.8.а). Предлагаемая схема состоит из усилительного элемента (У) с передаточной функцией Wу; теплопередащего элемента (ТПЭ), состоящего из нагревателя (Н), цепи тепловой обратной связи (ОС), приемника тепла (П) с передаточными функциями Wн, Wθ, Wп соответственно. Роль нагревателя в этой схеме выполняет мощный элемент.

В случае нормального функционирования переключатель Кл находится в положении 2 и схема защиты не влияет на работу МЭ. При возникновении перегрузки по теплу переключатель Кл переходит в положение 1 и схема ограничивает сигнал управления Uупр,. предотвращая дальнейший разогрев нагревателя.

С целью исследования устойчивости и быстродействия данной системы рассмотрим частотную характеристику коэффициента передачи петли обратной связи, образованной элементами Н, ОС, П, У в режиме стабилизации температуры нагревателя. Передаточная функция ТПЭ может быть представлена в виде:

, (2.26)

где WH(s)=φ(s)/iвх(s), Wn(s)=uвых(s)/υ(s) - передаточные функции, характеризующие преобразование входного тока в тепловой поток и температуру термоприемника в выходное напряжение; Wθ(s)= υ (s)/Ф(s) - тепловая передаточная функция, определяющая нестационарные тепловые процессы в ТПЭ. Принципиальная схема одного из наиболее приемлемого варианта ТПЭ изображена на рис.2.8.б. Функцию нагревателя выполняет коллекторный переход транзистора VTH, а функцию приемника - эмиттерный переход транзистора VTП, смещенного от источника Iэ0. В качестве приемника используется один из эмиттеров многоэмиттерного транзистора VTH.

Положим, что для данной схемы в ограниченном диапазоне частот передаточные функции Wн(s) и Wп(s) постоянны. Действительно, полагая Eп=const, получаем Wн(s)=Kн≈Eп=сonst. Для случая слаботочного режима смещения термоприемника, при котором процессами внутреннего теплообмена можно пренебречь получаем:

, (2.27)

где Iэ0 - ток источника Iэо; θач- температура транзистора VТП; ΔE0 , IS0 - ширина запрещенной зоны полупроводника и тепловой ток эмиттерного перехода при Т=θач0 и Iэ=Iэ0.

Таким образом, в ограниченном частотном диапазоне динамические свойства ТПЭ полностью определяются передаточной функцией Wθ(s):

Wθ(s)=υ(s)/φ(s)=Wθн(s) Wθб(s) Wθп(s), (2.28)

где Wθн(s), Wθб(s), Wθп(s) - тепловые передаточные функции транзистора-нагревателя, теплопроводящего блока и транзистора термоприемника.

Аналитическое выражение функции Wθ(s), полученное путем решения уравнения теплопроводности для заданной конструкции ТПЭ, очень сложно анализировать. Воспользуемся приближенными методами анализа, дающими достаточную точность в заданной области частот [42-44]. Тепловая передаточная функция ТПЭ, полученная на основании метода регуляризации температурного поля, имеет вид:

, (2.29)

где Wθ(0)=Rθ - тепловое сопротивление между блоком ТПЭ и окружающей средой в стационарном режиме; τθ=RθCθ - постоянная времени регулярного теплового режима, Cθ - теплоемкость ТПЭ; tз -эквивалентное время запаздывания сигнала, характеризующее иррегулярные тепловые процессы в ТПЭ.

Более точное выражение передаточной функции ТПЭ, справедливое в широком диапазоне частот, может быть получено с помощью метода электротепловой аналогии [45-48].

Представим тепловую модель блока ТПЭ в виде однородного стержня с площадью поперечного сечения Sб и длиной L, на одном из торцов которого располагается плоский источник тепла (транзистор-нагреватель). На расстоянии Lнп расположена плоскость транзистора-приемника. Учитывая совершенный тепловой контакт между нагревателем, приемником и телом кристалла можно пренебречь их тепловой инерцией и полагая Wн(jw)=Wп_(Jw)=1 получаем:

, (2.30)

где Wθ=KнКп:Rθ=const - коэффициент передачи ТПЭ для сигналов постоянного тока; τθк=RθCθк - постоянная времени регулярного теплового режима кристалла; Rθи/L1L2λи - тепловое сопротивление теплоизоляционной подложки; L1, L2, - длина и ширина кристалла; δи - толщина теплоизоляционной подложки; Cθкv ρVк - теплоемкость кристалла; ρ, сv - плотность и удельная теплоемкость материала кристалла; Vк =L1 L2 δк - объем кристалла, δк - толщина кристалла; m=Rθк/Rθ, Rθ=L1/L2δкλк -тепловое сопротивление кристалла; λи, λк - коэффициенты теплопроводности изолятора и кристалла; n=Lнп/L, Lнп - расстояние между нагревателем и термоприемником.

Характер частотной зависимости передаточной функции ТПЭ нетрудно установить, анализируя соотношение (2.30) для различных диапазонов частот сигнала. В области низких частот, при условии m<<1, передаточная функция ТПЭ приближается к характеристике инерционного звена первого порядка:

. (2.31)

В указанном диапазоне ЛАЧХ ТПЭ может быть представлена асимптотами L1 (w)=201gW(0)=const и L2 (w)=201gW(0)-201g(wτθк), частота сопряжения которых fθ1=1/2πRθСθк.

В диапазоне относительно высоких частот, отвечающих условиям wτθк >>1, mwτθк ≥1,5, комплексный коэффициент передачи имеет вид:

. (2.32)

В рассматриваемом диапазоне частот передаточная функция ТПЭ состоит из произведения передаточных функций двух звеньев с распределенными параметрами – полуинтегрирующего звена , где . и звена затухания (полузапаздывания) . Логарифмическая АЧХ первого звена определяется соотношением Ll(w)=20lgKi-10lgw и имеет наклон -10 дБ/д. Для второго звена ЛАЧХ характеризуется непрерывно нарастающим наклоном.

Вид частотной характеристики ТПЭ в диапазоне высоких частот зависит в первую очередь от величины Lнп. При малом значении определяющей является зависимость L^w), и ЛАЧХ имеет наклон -10 дБ/д. При этом частота сопряжения низкочастотной (2.31) и высокочастотной (2.32) передаточных функций ТПЭ близка к величине f02fe1/2ttRgKCgK. В структуре, где расстояние 1^ велико, ЛАЧХ определяется суммарной зависимостью Ъ (w)+L (w). При этом ее наклон с ростом частоты увеличивается.

На рис.2.9 представлены ЛАЧХ L(w) микроэлектронных ТПЭ для двух случаев. Кривая 1 построена для случая небольшого расстояния между нагревателем и приемником, кривая 2 - для повышенного расстояния между ними. В случае использования распределенного датчика температуры МГ частотная зависимость коэффициента передачи ТПЭ соответствует кривой 1.

Таким образом, результирующая зависимость петлевого усиления от частоты имеет вид:

Tu(s)=Wy(s)WH(s)We(s)Wn(s). (2.33)

.

 

В данной системе необходимо решить задачу обеспечения устойчивости с условием получения максимальной частоты единичного усиления f скорректированной ЛАЧХ петлевого усиления, что гарантирует высокое быстродействие системы. Этому критерию соответствует однополюсная ЛАЧХ или приближенная к ней, имеющая большой запас устойчивости при разбросе параметров элементов схемы и условий отвода тепла.

В нашем случае ЛАЧХ петлевого усиления может иметь два полюса. Необходимо привести ее вид к однополюсной или близкой к ней путем введения корректирующих звеньев. В работах [49,50] обоснован тот факт, что быстродействие системы в режиме динамической пере­грузки повышается при отнесении корректирующих цепей ближе ко входу усилителя. Для коррекции можно использовать следующие спосо­бы формирования желаемой ЛАЧХ петлевого усиления:

  1. Использование пассивного частотно-зависимого делителя на входе усилителя;
  2. Введение частотно-зависимой отрицательной обратной связи усилителя;
  3. Уменьшение глубины обратной связи.

Структура коррекции с использованием пассивного делителя на входе усилителя показана на рис.2.10.а. Полагая входное сопротивление усилителя достаточно высоким по сравнению с величинами R и R получаем:

 

где TJ=C(R1+R2), t2=CR2, Ri=RBHXn* квыхп ~ выходаое сопротивление приемника тепла. В работе [50] показано, что оптимальным является следующее условие для выбора постоянных времени г и г , при которых усилитель имеет максимальное быстродействие, соответствующее линейной системе:

, (2.35)

 

где Uм- максимальное выходное напряжение усилителя; Uгр - напряжение, котором усилитель входит в режим ограничения по входу; f, f - частоты единичного усиления разомкнутого усилителя и замкнутой системы соответственно. Результирующая ЛАЧХ системы представлена на рис.2.11 (кривая 2).

.

 

 

Структура коррекции с введением частотно-зависимой отрицательной обратной связи в усилителе показана на рис.2.10.б. В этом случае постоянные времени τ1 и τ2 определяются из выражений:

. (2.36)

Результирующая ЛАЧХ соответствует кривой 2 на рис.2.11.

Структура коррекции с уменьшением глубины обратной связи показана на рис.2.10.в. В этом случае вводится отрицательная параллельно-параллельная обратная связь, уменьшающая результирующий коэффициент передачи усилителя:

(2.37)

Результирующая ЛАЧХ соответствует кривой 3 (рис.2.11).

Сравнительный анализ предлагаемых структур коррекции показывает, что второй способ коррекции является более предпочтительным при работе системы в линейном режиме, так как по сравнению с первой структурой использует емкость коррекции в Ку раз меньше. Однако первый способ позволяет повысить быстродействие системы, исключив динамическую перегрузку усилительного каскада. Недостатком третьей структуры коррекции является уменьшение петлевого усиления системы, что отрицательно влияет на все точностные характеристики устройства в целом.

Таким образом, применение предлагаемой системы защиты мощного элемента позволяет за счет прямого ограничения области безопасной работы мощного транзистора:

- увеличить уровень непрерывной рассеиваемой мощности;

- повысить импульсные токовые характеристики;

- поднять уровень протекаемого тока при высоком входном напряжении;

- повысить надежность.

Быстрое определение пиковой температуры перегрузки внутри мощной группы позволяет также отказаться от ограничения максимального тока, протекающего через мощный элемент. Эти функции с успехом может выполнить предлагаемая система.

Рассмотренное устройство позволяет ограничить температуру мощного элемента на максимально допустимом уровне. Однако, если причина перегрузки, вызвавшая срабатывание системы защиты, сохраняется достаточно длительное время, то ограничение температуры кристалла на максимальном уровне может привести к существенному снижению срока службы мощного элемента [51]. В случае рассеивания большой мощности значительно ускоряется процесс электромиграции [52]. Следовательно, для повышения надежности кристалл должен находится разогретым до предельной температуры в интервале времени, воздействие которого не окажет влияния на срок службы мощного элемента. Далее температура кристалла должна быть снижена до максимально допустимой рабочей.

Такие условия может выполнить система защиты мощного элемента, выполненная по структурной схеме рис.2.12. В отличие от рис.2.8.а в предлагаемую структурную схему дополнительно введены: УЗС - узел задержки срабатывания, ФГ - формирователь гистерезиса. УЗС формирует интервал времени, в течение которого мощный кристалл может находиться при максимальной температуре. Элемент ФГ определяет уровень максимально допустимой рабочей температуры кристалла.

.

.

 

На рис.2.13-а представлен вариант схемотехнической реализации быстродействующей системы защиты, соответствующей структурной схеме рис.2.12. Схема питается от напряжения коллектор-эмиттер мощного транзистора (VT1, VT2, R1, R2), датчиком температуры служит правый (на рис.2.13,а) переход эмиттер-база транзистора VT1. Усилитель включает в себя элементы: VT3-VT10, R3, R4, R6, R9, C1, I1- I5; ключ - VT12, R8; УЗС - R10, C2; ФГ - VT13, R5. Изменение порога срабатывания защиты достигается путем реализации гистерезисной характеристики передачи U2 =f(U1) (рис.2.13.6). Напряжение порога срабатывания защиты определяется из соотношения:

. (2.38)

Напряжение уровня стабилизации определяется выражением:

. (2.39)

Ширина петли гистерезиса определяется из соотношения:

. (2.40)

Отсюда следует, что:

. (2.41)

С учетом зависимости Uэб=f(T) ширина петли теплового гистерезиса определяется выражением:

, (2.42)

где ΔЕ(0), Uэбi(0) – ширина запрещенной зоны полупроводника и напряжение на датчике температуры при Т=Т0.

Таким образом, предлагаемое устройство позволяет повысить функциональную надежность мощных элементов путем функциональной интеграции тепловой и электрической защит в едином схемном решении.


Предлагаем вашему вниманию журналы, издающиеся в издательстве «Академия Естествознания»
(Высокий импакт-фактор РИНЦ, тематика журналов охватывает все научные направления)

«Фундаментальные исследования» список ВАК ИФ РИНЦ = 1.074