Научная электронная библиотека

Монографии, изданные в издательстве Российской Академии Естествознания

Архитектура и схемотехника управляемых усилителей и смесителей сигналов

Прокопенко Н Н, Будяков П С,

Глава 5. СПОСОБЫ ПОВЫШЕНИЯ КОЭФФИЦИЕНТА УСИЛЕНИЯ ПО НАПРЯЖЕНИЮ СМЕСИТЕЛЕЙ

В современных системах телекоммуникаций в качестве активных смесителей (АС) двух сигналов находят применение различные модификации перемножающей ячейки Гильберта [41–42] (термин «ячейка Гильберта» широко используется в микроэлектронике и обозначает «перемножающую» архитектуру на основе двух дифференциальных каскадов с перекрестным включением коллекторов входных транзисторов). При проектировании таких смесителей по современным низковольтным технологиям возникает проблема получения большого коэффициента преобразования. Сравнительно небольшие значения Ку схемы рис. 5.1 обусловлены ограничениями на численные значения сопротивлений резисторов нагрузки R2 и R3, которые при малых напряжениях питания (например, ) должны выбираться сравнительно низкоомными. Архитектура смесителя рис. 5.2 позволяет повысить коэффициент усиления Ку смесителя для его основных, выходных гармоник, в т.ч. промежуточной частоты при низковольтном (±5 В) питании.  

Рис. 5.1 Схема классического смесителя

На рис. 5.2 показана схема, где путем введения слабой положительной обратной связи удается повысить коэффициент преобразрвания.  

Рис. 5.2. Схема аналогово смесителя с повышенным
коэффициентом усиления

Рассмотрим работу схемы АС рис. 5.2. Синусоидальные напряжения первого смешиваемого сигнала ux (на входах канала «Х») и второго смешиваемого сигнала uy (на входах канала «Y») «перемножаются» традиционным образом в ячейке Гильберта. При этом переменный выходной ток i1 (i2) ячейки Гильберта имеет спектр, совпадающий по форме со спектром, представленным на рис. 5.9.

Приращение тока i3 через резистор нагрузки R2 определяются суммой переменного выходного тока i1 ячейки Гильберта, коллекторного тока (iк1) транзистора VT1 и коллекторного тока транзистора VT4:

(5.1)

где αVT1 ≤ 1 – коэффициент усиления по току эмиттера транзистора VT1; iс1 – ток конденсатораС1; I1, I2 – токи источников тока I1 и I2.

Причем, для диапазона частот, в котором можно пренебречь реактивным сопротивлением конденсатора С1 на переменном токе:

(5.2)

где R1 – сопротивление резистора нагрузки (R1 << R2); rэ1 – дифференциальное сопротивление эмиттерного перехода транзистора VT1 (rэ1 << R1); Kd – коэффициент деления тока i3 между резистором R1 и входным сопротивлением транзистора VT1 (rэ1) в схеме с общей базой:

(5.3)

Таким образом, в рабочем диапазоне частот, когда влиянием сопротивления конденсатора С1 можно пренебречь, переменное напряжение uвых1 АС рис. 5.2

(5.4)

где .

Таким образом, если за счет выбора тока I1 обеспечить T ≈ 1 (при Kd < 1, αVT1 ≤ 1), то амплитуда выходного напряжения для основных гармоник с частотами fx – fy и fx + fy в АС рис. 5.2 будет в Nc-раз больше, чем в АС-прототипе рис. 5.1, где

(5.5)

Данные выводы подтверждаются результатами компьютерного моделирования АС рис. 5.3, показанными на рис. 5.4, а также рис. 5.6, рис. 5.7 и рис. 5.11. Предлагаемый АС имеет более высокий коэффициент преобразования Ку, характеризующий уровень преобразования сигналов ux и uy в амплитуды выходных гармоник fx + fy и fx – fy.

Особенность предлагаемого АС рис. 5.2 состоит в том, что в данной схеме резисторы R1 и R2 могут быть достаточно низкоомными. При этом ухудшение может быть скомпенсировано (для получения T → 1 и, как следствие, Ку >> 1) за счет соответствующего выбора тока I1. В классическом АС это невозможно, что ограничивает эффективность собственной компенсации R2 и R3.

Рис. 5.3 Схема смесителя в среде PSpice на моделях интегральных транзисторов ФГУП НПП «Пульсар» с повышенным коэффициентом усиления

Рис. 5.4. Коэффициент усиления,
при С1 = С2 = 900 мкФ, I1 = 0...690 мкА, с шагом 115 мкА

Эффективность предлагаемых схемотехнических решений была также проверена в частном варианте практического использования схемы АС рис. 5.2 в режиме удвоителя частоты рис. 5.8. Как следует из рис. 5.9, при подаче на входы «Х» и Y (рис. 5.8) одинаковых сигналов с f = 1 МГц на выходе АС получается напряжение с частотой 2 МГц. При этом коэффициент преобразования в заявляемом АС в 22 раза большее, чем в классическом варианте.

Рис. 5.5. Зависимость выходного напряжения Ux при разных значениях напряжения Uy (дифференциальный)

Рис. 5.6. Осциллограмма выходного напряжения, при Ux = 1 мВ, Fx = 1 МГц, Uy = 10 мВ, Fy = 10 кГц, при I1 = 220 мкА, С1 = С2 = 900 мкФ (дифф.)

Если стоит задача расширения диапазона рабочих частот АС в сторону более низких частот fx, fy, то вместо конденсаторов С1 и C2 целесообразно применять, например, цепочки из нескольких p-n переходов.

На рис. 5.8 представлена схема смесителя (рис. 5.2) в режиме квадратора, на рис. 5.9 результаты моделирования.

Таким образом, предлагаемый смеситель двух сигналов имеет существенные преимущества в сравнении с классической схемой, а также другими АС с малым напряжением питания.

Рис. 5.7 Спектр выходного сигнала,
при Ux = 1 мВ, Fx = 1 МГц, Uy = 10 мВ, Fy = 10 кГц

Рис. 5.8. Схема смесителя в среде PSpice на моделях интегральных транзисторов ФГУП НПП «Пульсар» с повышенным коэффициентом усиления

Рис. 5.9. Спектр выходного сигнала, при Ux = 1 мВ, Fx = 1 МГц, Uy = 1 мВ, Fy = 1 МГц, при R1 = R5 = 100 Ом. (дифференциальный выход (вых1-вых2))

Предлагаемое техническое решение существенно улучшает основной технический параметр (коэффициент преобразования) большого класса низковольтных смесителей сигналов Гильберта, защищенных более 100 патентами ведущих микроэлектронных фирм мира.