Архитектура и схемотехника управляемых усилителей и смесителей сигналов
Прокопенко Н Н, Будяков П С,
В составе перемножителей двух напряжений, систем электронной регулировки усиления систем связи и телекоммуникаций широкое применение находит так называемая перемножающаяся ячейка Джильберта, ставшая основой построения практически всех известных в настоящее время прецизионных аналоговых перемножителей сигналов (АПС).
При построении систем на кристалле в ряде случаев приходится решать задачу перемножения двух неэлектрических сигналов [56] (рис. 10.1).
а б
Рис. 10.1. АПС-прототип (а) и его функциональная схема (б) [56]
В качестве двухполюсника преобразователя «сигнал канала «Y» – ток» в данной схеме используется фотодиод. В частных случаях это может быть также магниторезистор, тензодиод, датчик давления и т.п. Существенный недостаток такого перемножителя состоит в том, что он не обеспечивает прямого четырехквадрантного перемножения первичной переменной канала «Y» (например, светового потока Ф, магнитного поля В, силы F, давления P и т.п.) на входное напряжение канала «Х» (ux). Это не позволяет создавать на его основе специальные системы обработки информации, содержащейся в электрических (ux) и неэлектрических (Ф, В, F, Р) сигналах и использующих недифференциальные двухполюсные преобразователи измеряемых параметров.
Рис. 10.2. Первая архитектура предлагаемого АПС [56]
Прямое четырехквадрантное перемножение измеряемой координаты канала «Y» (Ф, В, F, Р) на координату канала «Х» (ux), которая также может быть функционально связана с неэлектрическим сигналом «Х», предлагается осуществлять на основе архитектуры рис. 10.2 [56].
Рассмотрим работу АПС с архитектурой (рис. 10.2) [56] на примере анализа частного варианта реализации общей схемы на рис. 10.3.
При отсутствии светового потока (Ф = 0) суммарный ток общей
эмиттерной цепи транзисторов VT5 и VT8 равен току I1 (I10 = I0). Этот
ток I0 перераспределяется между транзисторами VT5–VT8. Поэтому ток
в цепи вспомогательного выхода равен .
Это значение тока передается на вход дополнительного усилителя
I16 = 2I15 = I0.
а
б
Рис. 10.3. Частный случай реализации АПС (а) и его представление в среде PSpice на моделях интегральных транзисторов ФГУП НПП «Пульсар» (б)
Для того, чтобы выполнялось равенство I4 = I0, необходимо обеспечить
I9 = I4 + I16 = 2I0.
Если под действием светового потока Ф двухполюсный преобразователь VD1 сформирует выходной ток iφ, то это создаст ток в цепи коллекторов транзисторов VT5–VT7:
iφ = ФSφ,
где Sφ – крутизна преобразования светового потока Ф в ток iφ.
Данное приращение делится на четыре части между эмиттерами транзисторов VT5 и VT8, VT6 и VT7:
Как следствие, ток входа Вх.2: I φВх.2 = 0,5iφ.
Поэтому составляющая тока iφ(VT5, VT8) уменьшает коэффициент усиления по напряжению каскада на транзисторах VT5 и VT8. Однако приращение iφ передается через усилитель тока в эмиттерную цепь транзисторов VT1, VT4 и VT2, VT3 и вызывает увеличение суммарного тока эмиттерной цепи транзисторов VT1, VT4 и VT2, VT3, что является вторым дополнительным условием четырехквадрантного перемножения сигналов по каналам «Х» и «Y»:
uвых = KxuxФY,
где Kx – коэффициент пропорциональности.
В отличие от схемы на рис. 10.1, в качестве перемножающей ячейки 1 в предлагаемой схеме АПС могут применяться различные модификации ячейки Джильберта. Важным преимуществом АПС является возможность работы при экстремально низких напряжениях питания [Eп < ±(1...1,5 В)]. Это позволяет использовать в схеме сверхбыстродействующие SiGe транзисторы с технологическими нормами 130 нм, для которых напряжение питания Eп < ±1,5 В.
Результаты компьютерного моделирования схемы на рис. 10.3б для случая перемножения напряжения Ux и тока Iy, пропорционального неэлектрической величине (Ф, В, F, Р и т.п.) показывают (рис. 10.4), что предлагаемый АПС является четырехквадрантным перемножителем двух сигналов ux и Фy.
Рис. 10.4. Результаты компьютерного моделирования АПС с первой архитектурой
При этом он обеспечивает удовлетворительную для многих областей применения погрешность выполнения операции перемножения. Так погрешность перемножения, характеризующаяся зависимостью на рис. 10.7, не превышает 0,35 % (рис. 10.5).
Рис. 10.5. Зависимость погрешности перемножения
от напряжения на входе канала «Y»
Вторая архитектура аналогового перемножителя двух неэлектрических сигналов показана на рис. 10.6 [58].
Рис. 10.6. Вторая архитектура предлагаемого АПС [58]
В схеме на рис. 10.6 при отсутствии светового потока (Ф = 0) для суммарного тока общей эмиттерной цепи выполняется условие:
Iк14 ≈ I18 ≈ Iк15 ≈ I19 = I0.
Если под действием светового потока Ф = 0 двухполюсный преобразователь VD1 сформирует выходной ток iφ, то это создаст дополнительный ток общей эмиттерной цепи множительной ячейки по входу 1: iφ = ФSφ, где Sφ – крутизна преобразования светового потока Ф в ток iφ, определяющаяся свойствами двухполюсника VD1.
Данное приращение iφ поступает в эмиттер транзистора VT1 и создает противофазное изменение тока коллектора этого транзистора (iкVT1 = iФ = SФ), что является условием четырехквадрантного перемножения сигналов «Х» и «Y»:
uвых = KxuxФY,
где Kx – параметр перемножителя.
Как и в случае схемы АПС на рис. 10.2, схема АПС на рис. 10.6 также является четырехквадрантным перемножителем двух сигналов. При этом погрешность перемножения не превышает 0,30 % (рис. 10.7 и 10.8).
Рис. 10.7. Результаты компьютерного моделирования второй архитектуры АПС
Рис. 10.8. Зависимость погрешности перемножения от тока на входе канала «Y»
Таким образом, предлагаемые способы нелинейного преобразования сигналов от двухполюсных сенсоров [58, 59] обеспечивают четырехквадрантное перемножение, что позволяет использовать их в качестве смесителей двух неэлектрических сигналов при построении различных измерительных систем, например, в области оптической связи или обработки оптической информации и т.п.