Научная электронная библиотека

Монографии, изданные в издательстве Российской Академии Естествознания

Архитектура и схемотехника управляемых усилителей и смесителей сигналов

Прокопенко Н Н, Будяков П С,

1.6. Аналоговый перемножитель с уменьшенным уровнем статического тока в резисторах коллекторной нагрузки

Рассмотренные ранее структуры обладают некоторой избыточностью, что приводит к повышенным уровням статического тока в резисторах коллекторной нагрузки и в конечном итоге снижает усиление АПН.

От данного недостатка свободна схема рис. 1.43 [14], в которой через резисторы коллекторной нагрузки протекают в два раза меньшие статические токи.  

Рис. 1.43. Предлагаемая схема АПН [14]

Статический режим по току входных транзисторов VT1, VT2, VT3, VT4 (верхний канал усиления) и VT5, VT6, VT7, VT8 (нижний канал усиления) устанавливается токостабилизирующими двухполюсниками I1, I2, I3, I4. В частном случае данные двухполюсники могут быть резисторами. В схемах АПН, имеющих напряжения первого и второго источников
питания более 1,5...1,6 В можно использовать классические транзисторные стабилизаторы тока или токовые зеркала.

Напряжение на выходах Вых.1 и Вых.2 АПН зависят от токов, протекающих в резисторах нагрузки Rн1 и Rн2. В свою очередь переменные токи через эти резисторы формируются входными транзисторами VT1, VT2, VT3, VT4 (верхний канал усиления) и входными транзисторами VT5, VT6, VT7, VT8 (нижний канал усиления). Причем эти токи имеют несколько составляющих:

–  – переменные токи, пропорциональные ux, формируемые верхним каналом усиления на входных транзисторах VT1, VT2, VT3, VT4;

–  – переменные токи, пропорциональные ux, формируемые нижним каналом усиления на входных транзисторах VT5, VT6, VT7, VT8;

–  – переменные токи, зависящие от сигнала управления uy транзисторами VT1, VT2, VT3, VT4 верхнего канала усиления;

–  – переменные токи, зависящие от сигнала управления uy транзисторами VT5, VT6, VT7, VT8 нижнего канала усиления.

Численные значения токов определяются сопротивлениями эмиттерных переходов соответствующих транзисторов, которые управляются напряжениями uy3 и uy4. При этом увеличение положительного напряжения источника входного напряжения канала «Y» uy3 вызывает уменьшение коэффициентов передачи сигналов ux и  со входов Вх.x1 и Вх.x2 канала «X» через входные транзисторы VT1, VT2, VT3, VT4 (верхний канал усиления) в цепь нагрузки, а увеличение отрицательного напряжения источника сигнала uy4 приводит к увеличению противофазной передачи ux и  через транзисторы VT5, VT6, VT7, VT8 в цепь нагрузки по нижнему каналу усиления. Если uy3 = uy4 = 0, то передача ux и на выход будет близка к нулю.

Для расширения рабочего диапазона изменения ux и uy следует использовать предварительное логарифмирование этих сигналов, которое применяется в традиционных схемах перемножителей на основе ячейки Гильберта.

Первая существенная особенность предлагаемого АПН [14] состоит в том, что площади эмиттерных переходов входных транзисторов VT2, VT3, VT6, VT7 в N-раз превышают площади эмиттерных переходов входных транзисторов VT1, VT4, VT5, VT8. При Nв = Nн = 16 и uy = 0 коэффициенты передачи сигналов ux и uy в цепь нагрузки через транзисторы VT1, VT2, VT3, VT4 (верхний канал) и транзисторы VT5, VT6, VT7, VT8 (нижний канал) одинаковы и составляют, примерно, половину от максимального значения коэффициентов передачи Ky по этим каналам. Если Nв = Nн ≠ 16, то коэффициенты передачи этих каналов при uy = 0
оказываются неодинаковы, что приводит к нессиметрии характеристики управления и снижению допустимых амплитуд перемножаемых напряжений. При N = 1, так же как и при N >> 1 схема рис. 1.43 теряет свойства перемножителя напряжений ux и uy. Таким образом, следует подчеркнуть, что оптимальная работоспособность схемы обеспечивается только в случае, когда Nв = Nн ≈ 16.

Вторая существенная особенность схемы, обязательная для любых перемножителей, состоит в том, что передача напряжений источников и uy3 и uy4 в цепь нагрузки близка к нулю.

Для суммирующих точек Σ1 и, Σ2 выполняются условия:

(1.9)

(1.10)

Следовательно, сигнал управления uy = uy3 = uy4 отсутствует в нагрузке, что характерно для перемножителей напряжения.

Анализ предельных значений минимального напряжения питания показывает, что при малых амплитудах выходного напряжения в АПН () напряжения . Отрицательное напряжение питания при использовании известных способов стабилизации может принимать значение . Таким образом, общее напряжение питания АПН , что недостижимо в классическом АПН.

На рис. 1.44 приведены графики, поясняющие особенности работы АПН – зависимость коэффициентов усиления Ky верхнего (входные транзисторы VT1, VT2, VT3, VT4) и нижнего (входные транзисторы VT5, VT6, VT7, VT8) каналов усиления от отношения площадей эмиттерных переходов входных транзисторов

и  (1.11)

где Sк.n – площади эмиттерных переходов к-го и n-го транзистора.

При Nв = Nн = 16 начальное положение рабочей точки (uy = 0) соответствует координате Q.

На рис. 1.45 показана схема АПН, в которой напряжения на коллекторах транзисторов VT2, VT3, VT6, VT7 устанавливаются цепью смещения Ес. Это снижает погрешность перемножения сигналов, связанные влиянием внутренней обратной связи (малой величиной напряжения Эрли).

Рис. 1.44. Зависимость коэффициентов усиления Ky верхнего и нижнего каналов усиления от отношения площадей эмиттерных переходов входных транзисторов

Рис. 1.45. Способ минимизации влияния напряжений Эрли входных транзисторов на характеристики АПН [14]

В схеме рис. 1.46 постоянные составляющие источников входного напряжения канала «Y» приблизительно одинаковы по величине и имеют одинаковую полярность, а переменные составляющие первого и второго источников входного напряжения канала «Y» противофазны.

На рис. 1.47 приведены графики, поясняющие особенности работы АПН, представленного на рис. 1.46 – зависимость коэффициента передачи по напряжению Ky верхнего (VT1, VT2, VT3, VT4) и нижнего (VT5, VT6, VT7, VT8) каналов усиления при смещении нуля их характеристик управления Ky = f(uy) на величину .

Рис. 1.46. Аналоговый перемножитель с асимметрией характеристик, устанавливаемых идентичными напряжениями смещения  

На рис. 1.48 приведена схема АПН, в которой постоянные составляющие первого и второго источников входного напряжения канала «Y» имеют одинаковую полярность и создаются за счет делителей напряжения на резисторах R3, R4 и R5, R6.

Рис. 1.47. Зависимость коэффициента передачи по напряжению Ky каналов усиления от напряжения управления uy

Рис. 1.48. Аналоговый перемножитель с противофазным управлением
по RC-входам канала «Y»

На рис. 1.49 показана схема АПН, в которой первая и вторая постоянные составляющие источников входного напряжения канала «Y» приблизительно одинаковы по величине, но имеют противоположную полярность, а переменные составляющие первого и второго источников входного напряжения канала «Y» синфазны.

Рис. 1.49. Аналоговый перемножитель с однофазным управлением по каналу «Y» и противофазными источниками смещения и 

На рис. 1.50 приведены графики, поясняющие особенности работы АПН рис. 1.49 – при смещении нуля характеристик управления Ky = f(uy) на величины и  для верхнего и нижнего каналов усиления и синфазным изменении переменных составляющих ey1 и ey2.

Рис. 1.50. Положения рабочих точек на характеристике управления АПН

На рис. 1.51 приведена схема АПН, в которой постоянные составляющие первого и второго источников входного напряжения канала «Y» имеют противоположную полярность и создаются за счет применения резистивных делителей напряжения на элементах R3, R4 и R5, R6.

На рис. 1.52–1.53 приведена схема АПН и её статический режим в среде компьютерного моделирования Cadance, а на рис. 1.54 показана зависимость модуля её коэффициента усиления по напряжению Ku = uвых/ux от уровня напряжения управления uy = Uvar. Такой режим измерения Ku характеризует применение заявляемого АПН в качестве управляемого усилителя.

Рис. 1.51. АПН с противофазным смещением нуля характеристик управления

Рис. 1.52. Схема АПН с противофазным смещением нуля в среде компьютерного моделирования Cadance

Рис. 1.53. Статический режим АПН в среде компьютерного моделирования Cadance

На рис. 1.54 приведена зависимость модуля коэффициента усиления АПН от напряжения управления.  

Рис. 1.54. Зависимость модуля коэффициента усиления по напряжению АПН
от уровня напряжения управления

Графики рис. 1.55 показывают, что предлагаемый АПН является четырехквадрантным перемножителем.  

Рис. 1.55. Проходные характеристики АПН

Временная зависимость выходного напряжения АПН представлена на рис. 1.56.  

Рис. 1.56. Выходной сигнал при перемножении ux и uy с частотой 1 ГГц и 10 МГц

Спектр выходных сигналов при перемножении малых ux и uy с частотой 1 ГГц и 10 мГц приведен на рис. 1.57, который показывает, что в выходном сигнале практически отсутствуют первые гармоники входных сигналов fx и fy. Данное свойство характерно для перемножителей напряжения.  

а  

б

Рис. 1.57. Спектры выходного напряжения АПН при перемножении малых входных сигналов

Таким образом, предполагаемый перемножитель сигналов может работать при малых напряжениях питания, обеспечивает более широкий диапазон рабочих частот и не требует входных согласующих статический режим цепей, отрицательно влияющих на стабильность нуля АПН.