Научная электронная библиотека

Монографии, изданные в издательстве Российской Академии Естествознания

Архитектура и схемотехника управляемых усилителей и смесителей сигналов

Прокопенко Н Н, Будяков П С,

3.1. Архитектура низковольтного смесителя сигналов с обратной связью по синфазному сигналу

В современных системах телекоммуникаций в качестве аналоговых смесителей двух сигналов (АСC) находят применение различные модификации перемножающей ячейки Гильберта. Для согласования потенциалов выходов классического АСС Гильберта с последующим функциональным узлом в известных устройствах связи применяются выходные эмиттерные повторители, которые, однако, вносят дополнительные статические погрешности преобразования сигналов.

Существенный недостаток классического смесителя Гильберта с выходными эмиттерными повторителями (рис. 3.1) состоит в том, что он имеет нестабильный уровень выходного синфазного напряжения (U _вых.с = (U _вых.1 + U _вых.2)/2. Причем численные значения Uвых.с существенно отличаются от нуля и зависят как от температурных, так и режимных изменений в схеме АСC (напряжений питания, разброса сопротивлений резисторов нагрузки, токов источников опорного тока и т.п.). Это не позволяет обеспечить эффективное использование динамического диапазона АСC, который принимает наибольшее значение при U _вых.с = 0.

В АСC рис. 3.1 преобразователь «напряжение-ток» ПНТ показан в виде функционального узла, реализуемого по традиционным схемам, например, на базе дифференциального каскада с местной отрицательной обратной связью (рис 3.8).

На рис. 3.2 представлена предлагаемая схема АСC [26].

Решаемая им задача – обеспечение в АСС малых значений постоянной составляющей выходного синфазного напряжения Uвых.с ≈ 0 и его высокой стабильности при температурных и иных внешних воздействиях, а также технологических погрешностях изготовления элементов, а также повышение коэффициента усиления (коэффициента преобразования входных сигналов fx, fy) АСС для основных гармоник его выходного напряжения.

В статическом режиме (когда входные напряжения каналов «Х» и «Y» равны нулю ux = 0, uy = 0, ) при идентичных транзисторах VT1, VT2, VT3 и VT4 за счет отрицательной обратной связи по синфазному сигналу через транзисторы VT2, VT3 и VT5, VT6 уровень статических напряжений на выходах АСС «Вых.1» и «Вых.2» относительно общей шины также близок к нулю:

(3.1)

(3.2)

где I_R3, I_R4 – статические токи в резисторах R3 и R4; I_R3 ≈ I_R4 ≈ I_б2 ≈ I_б3 = 10...20 мкА (для типовых интегральных транзисторов и их статических токах при коэффициенте усиления по току базы β₂ ≈ β₃ = 80...100); I_б2 ≈ Iб3 – токи базы транзисторов VT2 и VT3. 

Рис. 3.1. Классическая схема АСC с выходными эмиттерными повторителями [26]

Если выбрать R3 = R4 = 200...500 Ом, то из (3.1), (3.2) следует, что в предлагаемом АСС Uвых.с ≈ 2...5 мВ. Это позволяет обеспечить непосредственное подключение выходов АСС к последующему функциональному узлу устройства связи, в котором АСС используется, и не заботится о согласовании их статических режимов.

Рис. 3.2. Предлагаемая схема АСС [27]

Следует также заметить, что в предлагаемой схеме резисторы нагрузки R1 и R2 могут быть выполнены в виде транзисторных источников тока, что существенно повышает коэффициент усиления АСС, а также его коэффициент преобразования амплитуды uх в амплитуды выходных гармоник с частотами fx + fy, fy – fx. Такой режим невозможен в классическом АСС, так как применение источников тока в качестве резисторов нагрузки R1 и R2 приведет к насыщению (или отсечке) транзисторов VT1-VT4 и, следовательно, к нарушению работоспособности устройства. В предлагаемом АСС с источниками тока в качестве резисторов R1, R2 обеспечивается активный режим транзисторов VT1–VT4 цепью отрицательной обратной связи.

Далее, в качестве транзисторов VT5 и VT6 в схеме рис. 3.2 могут применяться (для уменьшения влияния низкоомной Rн = 50 Ом нагрузки) составные биполярные транзисторы или их полевые аналоги. Это также не повлияет на работу схемы, благодаря наличию отрицательной обратной связи.

Предлагаемая схема имеет базовые свойства классической ячейки Гильберта рис. 3.5–3.7 но характеризуется близким к нулю уровнем выходных статических напряжений. При этом за счет использования в качестве резисторов R1, R2 источников тока предельные коэффициенты преобразования схемы АСС рис. 3.2 повышаются (в сравнении с классической) более чем на порядок.

Синусоидальные напряжения первого смешиваемого сигнала ux (на входе 6 канала «Х») и второго смешиваемого сигнала uy (на входах канала «Y») «перемножаются» традиционным образом в ячейке Гильберта. Об этом свидетельствуют графики (рис. 3.5), свидетельствующие о «перемножающих» свойствах предлагаемого АСС.

На рис. 3.3 представлена схема классического АСС в среде Cadance на моделях SiGe интегральных транзисторов.  

Рис. 3.3. Схема классического АСС в среде Cadance

На рис. 3.4 представлена схема предлагаемого смесителя в среде Cadence на моделях SiGe интегральных транзисторов при изменении выходных токов преобразователя 7 на величину Ivar = 500 мкА (управление по каналу «Y»: I4 = 2 мА + Ivar; I5 = 2 мА – Ivar).

На рис. 3.5 приведена зависимость выходного дифференциального напряжения смесителя рис. 3.4 от напряжения по каналу «X» при разных напряжениях (токах управления Ivar) канала «Y».

На рис. 3.6 показаны зависимости модуля коэффициента усиления по напряжению Ку сравниваемых смесителей рис. 3.3 и 3.4 от тока управления (Ivar) по каналу «Y».

На рис. 3.7 приведен график зависимости погрешности перемножения двух сигналов сравниваемых схем рис. 3.3 и 3.4 в режиме управляемого усилителя.

Рис. 3.4. Схема предлагаемого АСС в среде Cadance

Рис. 3.5. Зависимость выходного дифференциального напряжения смесителя от напряжения по каналу «X» при разных напряжениях
(токах управления Ivar) канала «Y»

На рис. 3.8 показана схема классического АСС с реальным выполнением преобразователя «напряжение-ток» 7 на основе дополнительных дифференциальных каскадов на транзисторах Q43, Q42, Q44, Q45.

Рис. 3.6. Зависимости модуля коэффициента усиления
по напряжению Ку сравниваемых смесителей

Рис. 3.7. Зависимости погрешности перемножения двух сигналов сравниваемых схем в режиме управляемого усилителя

Рис. 3.8. Схема классического АСС с реальным выполнением преобразователя «напряжение-ток» на основе дополнительных дифференциальных каскадов
на транзисторах Q43, Q42, Q44, Q45

На рис. 3.9 показана схема предлагаемого АСС с таким же выполнением преобразователя «напряжение-ток» 7, как и в схеме (рис. 3.8).  

Рис. 3.9. Схема предлагаемого АСС с реальным выполнением преобразователя «напряжение-ток» на основе дополнительных дифференциальных каскадов
на транзисторах Q43, Q42, Q44, Q45

На рис. 3.10 приведена зависимость амплитуды выходной гармоники fx + fy 250 МГц от управляющего напряжения канала «Y» сравниваемых схем рис. 3.3, 3.4 при fx = 100 МГц, fy = 150 МГц.  

Рис. 3.10. Зависимость амплитуды выходной гармоники fx + fy 250 МГц
от управляющего напряжения канала «Y» сравниваемых схем

Предлагаемое техническое решение имеет существенные преимущества в сравнении с классическими смесителями сигналов Гильберта, защищенными более 300 патентами ведущих микроэлектронных фирм мира.