Научная электронная библиотека
Монографии, изданные в издательстве Российской Академии Естествознания

6.2. Аналоговые перемножители с несимметричным выходом

Основная цель предлагаемой модернизации классического АПН [45] заключается в снижении напряжения питания АПН до уровня ±(1...1,5 В) при одновременном упрощении схемы и расширении полосы пропускания АПН путем повышения симметрии каналов передачи напряжения ux, а также точности перемножения сигналов ux и uy на высоких частотах (рис. 6.17).

Рассмотрим работу схемы АПН на рис. 4.40 [45].

В статическом режиме, когда напряжение управления равно нулю (uy = 0), эмиттерные и коллекторные токи транзисторов схемы на рис. 6.17 устанавливаются резисторами R2 и R3. При этом

28141.png (6.7)

28149.png (6.8)

где Iкi – коллекторные токи транзисторов VT1, VT2, VT3 иVT4, IR2, IR3 – токи через резисторы R2 и R3.

28190.png 

Рис. 6.17. Архитектура предлагаемого АПН с RC-связью [45]

Емкость конденсатов С1 иС2 (С1 = С2) выбирается такой, чтобы во всем частотном диапазоне ωх сигнала ux выполнялось неравенство

28200.png (6.9)

где ωx – частота сигнала по каналу «Х»; rэVT1 – сопротивление эмиттерного перехода транзистора VT1; φт ≈ 26 мВ – температурный потенциал.

Поэтому коэффициент усиления по напряжению от источника ux:

28213.png (6.10)

где Rн.экв – эквивалентное сопротивление нагрузки (Rн.экв ≈ R1).

Если напряжения uy увеличиваются, то это приводит к появлению приращений токов 28223.png и 28230.png. Приращение 28239.png передается на выход через транзистор VT2, а с другой стороны 28249.png поступает в нагрузку R1 в противофазе через транзисторы VT4 и VT3. Если во всем диапазоне частот ωy сигнала uy выполняется неравенство

28256.png (6.11)

то все приращение 28260.png практически без потерь поступает в цепь нагрузки и компенсирует составляющую коллекторного тока 28271.png. В результате на выходе обеспечивается полное подавление сигнала управления Uy. Как следствие уровень постоянной составляющей выходного напряжения АПН не изменяется, что позволяет применять непосредственную связь между каскадами, связанными с дальнейшей обработкой сигналов перемножения.

В схеме на рис. 6.17 при увеличении uy коэффициент усиления по напряжению каскада на транзисторах VT1 и VT2 уменьшается

28280.png (6.12)

а каскада на транзисторах VT3 и VT4 увеличивается

28288.png (6.13)

где Rн.экв. – эквивалентное сопротивление нагрузки R1; rэVTi – сопротивление эмиттерного перехода транзистора VTi.

Поэтому, переменное выходное напряжение АПН пропорционально произведению ux и uy (при их изменении в небольших пределах):

28297.png (6.14)

Следует заметить, что в схеме на рис. 6.17 каналы передачи напряжения от источников сигналов ux и 28309.png идентичны, что расширяет полосу пропускания АПН по выходу (особенно при малых величинах uy и ux).

Важная особенность схемы на рис. 6.17 – подавление передачи сигнала uy на выход. Действительно, при изменении токов 28319.png и 28327.png коллекторные токи транзисторов VT2 и VT3 изменяются относительно нагрузки R1 противофазно, что стабилизирует статическое напряжение на этом резисторе R1.

Представленные на рис. 6.19 и рис. 6.20 графики показывают, что в режиме управляемого усилителя коэффициент Кu предлагаемого АПН при выбранных сопротивлениях резисторов нагрузки изменяется в диапазоне 0...70.

Рассмотрим факторы, ограничивающие уровень напряжения питания в АПН на рис. 6.1.

Величина положительного напряжения источника питания 28389.png зависит от статического падения напряжения на резисторе нагрузки R1, а также необходимого диапазона изменения выходного напряжения Uвых.max:

Uвых.max ≈ 2I0R1, (6.15)

где I0 – статический ток через резистор нагрузки R1.

28337.png 

Рис. 6.18. Схема АПН в среде компьютерного моделирования PSpice на моделях интегральных транзисторов ФГУП НПП «Пульсар»

28347.png 

Рис. 6.19. Зависимость коэффициента усиления по напряжению Ku = uвых/ux АПН от уровня напряжения Uy на входах канала «У»

28354.png 

Рис. 6.20. Зависимость модуля Ku = f(Uy) в диапазоне средних частот

С другой стороны для исключения насыщения транзисторов VT1, VT2, VT3 иVT4 при изменении uвых необходимо обеспечить

28396.png (6.16)

Таким образом, из (4.23) и (4.24) следует, что минимально возможное напряжение питания 28407.png АПМ на рис. 6.1 находится из уравнения:

28416.png (6.17)

Следовательно, при малых Uвых.max АПН на рис. 6.1 обеспечивает устойчивую работу при 28429.png.

Однако, из-за двухъярусной структуры АПН на рис. 6.1 не может работать при малых напряжениях 28437.png. В этой схеме отрицательное напряжение питания 28448.png должно быть больше, чем

28456.png (6.18)

где UэбVT2 ≈ 0,7 В – напряжение на переходе эмиттер-база транзистора VT2 (VT1, VT3, VT4); UR2 ≈ 0,7 В – минимально возможное напряжение на резисторе R2.

Из выражения (6.18) следует, что АПН-прототип требует отрицательного напряжения питания не менее, чем 28465.png.

Рассмотрим далее ограничения на 28477.png в схеме предлагаемого АПН [70].

Величина напряжения положительного источника питания определяется также как и АПНна рис 6.1 формулой (6.15).

Минимальное напряжение отрицательного источника питания 28485.png АПМ на рис. 4.40 находится с учетом второго закона Кирхгофа из решения следующей системы неравенств, полученных при малых
величинах ux и uy:

28492.png (6.19)

где UэбVT1 = UэбVT2 ≈ 0,7 В – напряжение эмиттер-база транзисторов VT1 и VT2; UR2min = UR2min ≈ 0,1...0,3 В – минимально допустимое напряжение на резисторах R2 и R3, при котором обеспечивается заданная стабильность статистического режима транзисторов.

Результаты эксперимента подтверждают работоспособность предлагаемого АПН при 28499.png.

В АПН рис. 6.18 обеспечивается достаточно линейная характеристика управления Ku = f(Uy), где Uy – напряжение на входе «Y» (V7, V10).

Предлагаемый АПН может эффективно использоваться в качестве «миксера» двух сигналов. Переходный процесс в АПН при смешении сигналов с частотами fx = 10 МГц и fy = 1 МГц приведен на рис. 6.22. График рис. 6.21 характеризует спектр выходного напряжения смесителя. Из этого графика следует, что основная гармоника на выходе существенно подавляется.  

28510.png 

Рис. 6.21. Результаты моделирования предлагаемого АПН в режиме смесителя двух сигналов, для случая, когда на вход «Х» (V8, V9) подается fx = 10 МГц, а на вход «Y» (V7, V10) fy = 1 МГц

Свойства АПН в режиме перемножения двух напряжений (рис. 6.22) показывает, что предлагаемое техническое решение может использоваться в качестве модулятора [45].  

28518.png 

Рис. 6.22. Результаты компьютерного моделирования переходных процессов смесителя рис. 6.18

При использовании двух АПН возможно построение перемножителей с дифференциальным выходом [45].

Таким образом, предлагаемая архитектура АПН [45] имеет более низкие значения напряжений питания, что позволяет использовать для ее построения более высокочастотные SiGe транзисторы и расширить при этом диапазон рабочих частот.


Предлагаем вашему вниманию журналы, издающиеся в издательстве «Академия Естествознания»
(Высокий импакт-фактор РИНЦ, тематика журналов охватывает все научные направления)

«Фундаментальные исследования» список ВАК ИФ РИНЦ = 1.074